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Amplificatore lineare a larga banda (80-6m) da 300W a MOSFETs
by I3RKE - Marzo 2018
QUI l'aggiornamento rilasciato a Settembre 2021
Premessa
L’idea dell’amplificatore qui descritto è nata inizialmente come progetto per un gruppo di lavoro formato dai soci della sezione ARI di Vittorio Veneto e la cui realizzazione costituisse un percorso di crescita tecnica dei partecipanti. Il percorso avrebbe dovuto comprendere lo sviluppo dello schema a blocchi e degli schemi elettrici, l’analisi della componentistica, esempi di utilizzo di strumenti CAD, realizzazione dei PCB, montaggio delle schede, verifiche e collaudi. L’idea non ha trovato terreno fertile e, salvo Michele IK3HTH, nessuno mi è parso interessato. Comunque ho voluto continuare individualmente nello sviluppo del progetto riservandomi di scrivere questo articolo a lavoro concluso ed a futura memoria con la speranza che possa risultare di qualche interesse per qualcuno che voglia copiarlo o più semplicemente conoscerne alcuni aspetti.Data la premessa ho ritenuto di dare al progetto una caratteristica didattica, sviluppando dove possibile i PCBs per il montaggio di componenti passanti onde facilitare la costruzione anche a chi non è avvezzo al montaggio di componenti SMD.
1. Schema a blocchi
L’amplificatore é costituito da 4 PCBs:- RF Pallet
- Scheda di controllo e misura
- Banco filtri PB (vedi aggiornameno)
- Commutazioni ed accoppiatore (vedi aggiornamento)
e da 2 alimentatori:
- Switching 48V - 15A
- St-dwn 48V - 12V
Il layout di cui sopra è figlio della scelta di proteggere il MOSFET del pallet RF da eccessivo SWR, anche provocato da una errata selezione del filtro PB e conseguenza del fatto che l’accoppiatore direzionale è integrato nel blocco delle commutazioni. Ciò comporta la necessità di avere l’amplificatore sempre inserito in St-by anche quando non viene utilizzato.
L’amplificatore è stato concepito per essere accoppiato a tranceivers QRP con un pilotaggio tipico di 5W ed il suo guadagno in potenza è di circa 17 dB, in modo da ottenere una potenza di uscita massima di 300W.
Due sono gli aspetti salienti di un amplificatore a MOSFETs; I sistemi di protezione e la dissipazione termica. Al contrario degli amplificatori a valvole, molto tolleranti ai disaccoppiamenti con il carico, quelli a MOSFETs lo sono molto meno e la loro morte è molto rapida e senza preavviso. Diciamo che mentre una valvola quando muore per eccessivo calore o scarica elettrica è tragica e scenografica, con cambio di colore e lampi, il transistor muore in silenzio e rapidamente.
Ecco allora che bisogna curare molto la trasmissione del calore dal contenitore del dispositivo all’ambiente usando dissipatori in alluminio di larghe dimensioni, a volte coadiuvati da ventole che ne aumentano lo scambio per convezione forzata. Altro aspetto importante, quando le potenze in gioco sono alte, è che risulta difficile trasmettere il calore prodotto nelle giunzioni ed emanato attraverso una superficie piccola come il contenitore. Bisogna ricorrere ad un diffusore (“spreader “) del calore in rame massiccio interposto tra il dispositivo ed il dissipatore in alluminio e con uso di pasta termica sui due lati dello stesso. Infine per completare la protezione termica occorre prevedere una sorta di compensazione sul bias del dispositivo tramite retroazione con sensore di temperatura sul dissipatore. Infatti la corrente di riposo del dispositivo deve rimanere fissa al variare della temperatura dello stesso per non provocare derive termiche.
Per quanto concerne la protezione del dispositivo dai disaccoppiamenti con il carico, occorre interporre all’uscita del pallet RF un accoppiatore direzionale che rilevi lo SWR il cui valore sia confrontato con un valore di riferimento nel sistema di controllo e misura per provocare un comando di inibizione della potenza (messa fuori linea del pallet RF).
Attenzione che questo sistema di inibizione deve essere di tipo hardware e non demandato a sistemi basati sui uControllori che intervengono troppo in ritardo. Tratteremo questo aspetto in sede di analisi dello schema elettrico della scheda di controllo e misure.2. Pallet RF - Descrizione dettagliata
E’ il motore dell’amplificatore, il cuore del sistema, al quale è demandato il compito di produrre la potenza RF e che utilizza un MOSFET a canale N della ST Microelectronics SD2942 (vedi aggiornamento).
Schema elettrico del pallet RF
In alto al centro la parte RF con le reti di adattamento a 50 Ohm a larga banda di ingresso ed uscita, in basso a SX la generazione del Bias per i Gates con la compensazione termica, la commutazione RX-TX e protezione. In basso a DX la batteria di condensatori di disaccoppiamento e volano dell’ alimentazione a 48V DC. Le due reti di adattamento (ingresso ed uscita) fanno uso di trasformatori 4:1 a larga banda in ferrite.
Pallet RF con lo spreader termico
Adattamento in ingresso
L’ingresso usa un trasformatore 4:1 (T1) convenzionale (di tensione) che, opportunamente compensato, assicura un adattamento a larga banda su un carico di 12,5 Ohm. Bisogna considerare che i due gates del MOSFET con struttura gemini per lavorare in push-pull, vengono visti dal pilotaggio come dei condensatori ad alto Q (bassa perdita) e quindi l’obiettivo sarà quello di provocare un pilotaggio in tensione dei gates e non il trasferimento di potenza con forte assorbimento di corrente come nel caso di dispositivi a transistor BJT. Infatti è noto che non si può dissipare potenza su un componente puramente reattivo. Ciò spiega il perché del resistore R3 da 12 Ohm 4 W in parallelo ai Gates. Tutti gli altri componenti (R4, C1, R1, R2, C19, C20) sono dei componenti di compensazione che servono a far vedere al pilota un carico a 50 OHM sullo spettro delle frequenze utilizzate. Questi valori sono ricavati in gran parte mediante prove pratiche.
Adattamento in uscita
L’uscita usa un trasformatore 4:1 (T3) a linea di trasmissione la cui impedenza deve essere pari alla media geometrica delle due impedenze da adattare, quella di uscita del MOSFET e quella del sistema a 50 Ohm. L’impedenza d’uscita del Mosfet Gemini alimentato a 48V che generi 300W deve soddisfare la formula:
Pout = 2x(Vdd)²/Rout
e pertanto
Rout = 2X(Vdd)²/Pout = 4608/300= 15,36 Ohm
Considerando che lo swing massimo della tensione sui Drain non potrà e dovrà mai raggiungere lo zero, pena la saturazione del dispositivo, il calcolo sarà ridimensionato con 0.9xVDD e l’ impedenza di uscita di conseguenza molto vicina a 12,5 Ohm.
Ora che conosciamo le due impedenze da adattare possiamo determinare l’impedenza caratteristica del cavo da utilizzare per avvolgere il trasformatore 4:1.
Zo = √ 12.5 X 50 = 25 Ohm. Considerando infine che il trasformatore deve lavorare su un sistema bilanciato ecco che si ricorre ad un avvolgimento di 2 spire di cavo a 25 OHM su un’apertura in ferrite a doppio foro. Ovviamente dopo aver trasformato l’impedenza bilanciata a 50 Ohm occorrerà convertirla in una sbilanciata con riferimento a massa per collegarla al cavo che andrà all’ antenna. Questa è la funzione del balun 1:1 (T4).
Retroazione
Questi moderni MOSFETs hanno un guadagno molto elevato che può raggiungere anche i 30 dB alle frequenze medio basse. Sono quindi proni ad auto oscillare anche su frequenze di qualche centinaio di KHz con ampiezze tali da superare il limite massimo di V(BR)DSS o la VDGR, che per l’SD2942 è di 130V e quindi la rottura del dispositivo.
La cura in questi casi è la controreazione. Cioè una porzione della tensione RF presente sul Drain viene riportata sul Gate e siccome le due sono sfasate di 180° si ottiene una diminuzione della tensione totale RF sul Gate e quindi una diminuzione del guadagno. I componenti dedicati a questa funzione sono: R7, C27, R8, C28. Si noti che i condensatori hanno solo la funzione di isolare la corrente continua e non interferire con il bias, mentre le due resistenze sono a filo per sfruttare la loro induttanza parassita al fine rendere selettiva in frequenza la loro azione, cioè attenuare la controreazione sulle frequenze alte dove il guadagno del MOSFET è più basso.
Bias e protezioni
Il circuito di generazione della tensione di bias per la regolazione della corrente di riposo è realizzato con un regolatore integrato 7805 con il piedino di riferimento sollevato da massa mediante il parallelo di R18 ed NTC da 1KOhm. Ciò fa si che la tensione di uscita del regolatore sia leggermente più alta (circa 6V) e variabile al variare della temperatura del dissipatore nelle vicinanze del MOSFET su cui l’NTC è fissato. La regolazione della corrente di riposo viene poi fatta con il potenziometro R11 da 5KOhm ed il resistore R14 connesso alla presa centrale del trasformatore d’ingresso.
3. Trasformatore T2 di alimentazione DC
Q1, Q2, Q3 con i relativi resistori di polarizzazione attuano la funzione di messa in trasmissione e di protezione in caso di elevato SWR. A regime e con i due comandi +5V on HiSWR e +13V PTT ON a livello basso Q3 e Q1 sono interdetti e quindi Q2 è in saturazione con il collettore che cortocircuita l’uscita del potenziometro di bias. In TX il comando +13V PTT ON passa a livello alto provocando la saturazione di Q1 e l’interdizione di Q2 che libera tensione sui Gates. In TX se si ha un livello di SWR eccessivo +5V ON HiSWR si porta a livello alto e porta in saturazione Q3 che interdice Q1 e di conseguenza satura Q2 mettendo in St-By l’amplificatore. Il circuito è un po’ difficile da descrivere, ma banale e …… funziona !
3. Trasformatore T2 di alimentazione DC
E’ praticamente un Choke avvolto in bifilare in modo tale che le due correnti di alimentazione dei due Drain scorrano in senso opposto e non ci sia saturazione in DC del nucleo ed il componente conservi il suo valore di induttanza anche per correnti di alimentazione di 10-15 A. La resistenza in parallelo ha la funzione di dissipare i prodotti di intermodulazione ed assorbire le differenze di tensione che si creano sui Drain per le inevitabili disuniformità sui due lati del circuito push-pull e la conseguente nascita di armoniche pari. Quanto sopra anche mediante una oculata scelta del condensatore di by-pass che non dovrà essere di valore eccessivo.
4. Scheda di controllo e misure – descrizione dettagliata
Si basa su un uControllore ATMEGA 328, lo stesso usato sul popolare ARDUINO UNO. Scelta dettata dalla reperibilità a basso costo di un sistema di sviluppo che permetta di mettere a punto il codice e programmare il dispositivo da montare sulla scheda.
Schema elettrico della scheda controlli
Le funzioni principali della scheda sono: La gestione delle commutazioni RX/TX, La gestione dei filtri di banda Passa Basso, Il rilievo e la misura della Potenza diretta e riflessa, il calcolo dell’ SWR e l’attuazione della protezione da SWR elevato.
Scheda controlli e misure con uControllore AT Mega 328
Commutazioni RX/TX
Il comando esterno del PTT (attivo basso) entra, attraverso il connettore X-1, nel PIN 2 del uControllore che provvede a portare allo stato basso il PIN 5 che tramite Q1 e Q2 provoca l’accensione del LED TX e porta, tramite connettore X4-2, +12V sul blocco di commutazione a relè integrato nell’accoppiatore direzionale. Faccio notare che la scheda a uControllore, in unione con l’accoppiatore direzionale, si presta ad un utilizzo indipendente dall’amplificatore per realizzare un Wattmetro ROSmetro.
Filtri di Banda
La gestione è manuale ed attuata tramite i pulsanti Up/Dw SW1 ed SW2 riportati sui PIN 26 e 27 del uControllore che pilota lo shift register 74HC595 ed in cascata l’array di transistors ULN2803A, drivers dei relè di commutazione del banco dei filtri (vedi aggiornamento).
Potenza diretta
Il sample della potenza diretta, estratto dall’accoppiatore direzionale, entra sul connettore X2, viene rettificato e regolato in livello dalla cella R2, D2, C17, L1,C11, P1 ed infine il livello entra nel PIN 24 per il calcolo.
Potenza riflessa e protezione da eccessivo SWR
Come per la potenza diretta il sample entra su X3 e, rettificato e regolato in livello, entra nel PIN 23 per il calcolo, ma prosegue anche sul OP amp LM1458 dove viene comparato con una soglia che discrimina il valore max di potenza riflessa, che se superato setta a livello alto l’uscita del Flip Flop U1 (Out Hi SWR). Dalla condizione di inibizione per eccessivo SWR si esce solo mediante reset del Flip Flop.
Misura della potenza diretta e dell’ SWR
Le due grandezze vengono elaborate dal uControllore a partire dai rispettivi livelli rivelati dalle due celle di rettificazione.
5. Banco dei filtri di banda (vedi aggiornamento)
Costituito da 6 filtri elittici (o di Cauer se preferite) a 5 poli con ingresso a condensatore shunt. Sono interposti in // a due linee di trasmissione e vengono connessi (uno alla volta) alle due linee di ingresso ed uscita mediante relè pilotati dall’ ULN2803A.
Schema elettrico del banco filtri
Per la componentistica, ho optato per induttori avvolti su nuclei in Polvere di ferro della Amidon T80 vari impasti 12, 10, 6, 2 in funzione delle varie bande. Per i condensatori tassativamente Mica Argentata. I relè sono gli OMRON G5LA-14. Particolare cura va posta nella “tiratura” della funzione di trasferimento di ciascun filtro non solo per la banda passante, ma soprattutto per le impedenze di ingresso ed uscita.
Banco filtri passa banda
Qui di seguito i dati di progetto e di simulazione del filtro per gli 80m.
Per le altre 5 bande i dati sono simili. Il valore di ogni induttore è stato misurato accuratamente e portato al valore di progetto agendo sulle spire. Il valore delle capacità affinato mediante la messa in parallelo di opportuni valori. Ogni filtro è stato poi verificato con l’analizzatore di reti.
Qui sotto il risultato del test sul filtro della banda 80m.
Trasmessa:
Marker Frequenza TL (dB)
1 3.631.108 -0,03
2 7.377.577 -22,143 10.409.071 -69,37
Riflessa:
Marker Frequenza RL (dB)
1 3.544.138 -26,682 6.758.824 -0,293 9.657.958 -0,37
6. Commutazioni ed accoppiatore direzionale (vedi aggiornamento)
Le due funzioni sono racchiuse su un unico box in lamiera stagnata TEKO. Per la commutazione RX/TX sono stati usati dei relè FINDER G2RL-1-E per montaggio su PCB e lo schema dell’accoppiatore direzionale è quello noto come tandem match.
Schema elettrico dell'accoppiatore e tandem match
Scheda commutazioni ed accoppiatore direzionale
I connettori RF sono SO238 per la potenza passante ed SMA per i samples delle due potenze accoppiate.
7. Realizzazione pratica, schede e montaggi
Nelle lunghe fasi di progettazione e sviluppo sono stati sviluppati varie release delle schede e quelle riprodotte in questo scritto potrebbero non essere quelle definitive. Si tratta comunque di piccole modifiche.
Qui sotto riporto le immagini dei PCB. Per chi volesse cimentarsi nella costruzione posso fornire i files gerber per la fabbricazione presso i soliti noti produttori Cinesi. Inoltre posso rendere disponibile anche il firmware (scketch) per il uControllore scritto da Flavio IW3SR con delle mie piccole modifiche.
RF Pallet
Commutazioni ed accoppiatore direzionale (vedi aggiornamento)
Scheda controlli e misure
Banco filtri Passa Basso (vedi aggiornamento)
Nota finale: per chi volesse cimentarsi nella costruzione, tenga presente la complessità della realizzazione e soprattutto del collaudo finale, non alla portata di tutti soprattutto per la necessità di disporre di adeguata strumentazione.
AGGIORNAMENTO di Settembre 2021
Crediti:
• I0FTG, IW2CAM - R.R. 6-2016.• ARRL - Hand Book 2010• Helge Granberg - RF Circuits Engineering, Motorola App. Notes
Componenti:
MOSFET a Canale N SD2942 (vedi aggiornamento):
Ultimo aggiornamento 29 Settembre 2021